2 三相逆变器主电路设计
三相逆变器主电路包括整流和直流滤波电路、逆变开关电路、输出变压器和输出LC滤波电路四部分。
2.1 整流和直流滤波电路
整流电路的形式可分类为：
（1）按整流信号的频率：工频整流、中频整流、高频整流。 （2）按相数：单相整流、三相整流、多相整流。
（3）按所用器件的多少：半波整流、全波整流、全桥整流。 （4）按输出电压的可控性：不控整流、可控整流。
从实用性和经济性方面考虑，选择工频单相全波不控整流电路。整流电路输出的是脉动直流电压，即便是三相整流电路仍有很大的电压波动，对逆变电路不利，影响输出电压波形和稳定性。除此之外，整流电路仅可单向导电，无法提供反向电流通路，使其不能作为电压型逆变电路，因为逆变电路在一般情况下，需兼具将直流电源侧的电能送向负载和将负载侧的能量回馈到电源两重功能。
因此，直流滤波电路成为必不可少的一个环节。从体积、成本等因素考虑，这里采用电容滤波方式。直流滤波电路中的电容，在输出电能时，电压下降，吸收回馈能量时，电压上升。
在整流器上电之初，因为电容器上电压不能跃变，滤波电容电压几乎为零，可看作整流输出端短路。如在最不利的情况下即上电时的电压瞬时值为电源电压的峰值时上电，则会产生高于整流二极管正常工作电流数倍的输入浪涌电流，从而导致电源电压波形塌陷，使得供电质量变差，还可能会影响到其它用电设备的工作以及使保护电路动作；由于浪涌电流冲击整流电路的输入熔断器，使其在若干次上电过程的浪涌电流冲击下造成非过载熔断。为避免这类现象发生，则需选用更高额定电流的熔断器，但有可能导致过载时熔断器不熔断，失去保护整流电路及用电电路的作用；上电浪涌电流过高会对整流器和滤波电容器造成不可恢复的损坏。因此，必须采用限制措施限制带有电容滤波的整流器的输入浪涌电流。
限制上电浪涌电流最有效的方法是[6-7]：在整流器与滤波电容器之间，或在整流器的输入侧加一限流电阻；事实上整流器上电处于稳态工作后，这一限流电阻的限流作用已完成，仅起到消耗功率、发热的作用，因此，在功率较大的逆变器中，一般采用上电后经一定延时用一机械触点或电子触点将限流电阻短路的方法。整流及直流输出滤波电路如图2-1所示。
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图2-1 单相全波不控整流和直流输出滤波电路
2.2 逆变开关电路
图2-2所示是三相逆变器的逆变开关电路。这是一个二电平三相逆变器拓扑结构A、B、C三相的瞬时输出电压为+E或0。
图2-2 三相逆变器的逆变开关电路
在三相逆变器电路中开关器件可能因过高的的di/dt和du/dt而损坏，因此其保护至关重要。在选择了逆变器的拓扑结构后，必须配以相应的吸收电路以保护开关器件的主开关极，电感L和电容C是防止过高的di/dt和du/dt的两个关键元件。图2-2所示是本系统选用的三相逆变器电路及其吸收电路[8-12]，图中L、R、C1、C2、D1、D2等为吸收电路元件（仅标注A、B、C相中相应元件亦为缓冲元件）。T1，T2等开关器件选用的是带反并联快恢复二极管的IGBT。该吸收电路的主要特点是：在C1充电和放电过程中限制开关管T1、T2 的dv/dt，无最小开通时间限制，可回馈吸收能量。此外，开关器件的控制极保护同样十分重要，图2-3是本
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系统中的IGBT的栅极保护电路[13]，Rg1和Rg2是栅极驱动限流电阻。Rg1决定开通时间，Rg2决定关断时间。Rgs的大小与开关器件的反向电压承受力有关，Rgs越小，开关器件关断时能承受的反压越高，但对驱动电路不利，因为电压型开关器件驱动电路一般都按脉冲工况设计，Rgs过小时驱动电路实际上变成了连续工况，Rgs一般可选在10k左右。稳压管W1和W2为防止驱动电压超过开关器件的控制极最大耐压。
图2-3 IGBT的栅极保护电路图
2.3 变压器的设计
变压器对逆变器的效率和工作可靠性以及输出电气性能起着非常重要的作用，因此它是隔离式逆变器设计的重点。基于对磁性器件精确设计的高难度和非必要性，在工程设计中，可以按照一定原则、方法和步骤进行估算和核算，即可设计出基本符合要求的逆变变压器。
设计逆变变压器[14-16]的原则：
（1）工作频率：根据逆变器的输出功率容量，考虑电力电子开关器件和电路的发展现状和趋势，确定合理的工作频率，使变压器具有可实现性和合理的成本。
（2）铁芯设计： 根据以上确定的工作频率和铁磁材料的现状，加以比较、分析和估算，选择合适的材料制成铁芯和合适的铁芯形状，使变压器具有可生产性和合理的成本。
（3）确定铁芯窗口利用系数：需全面考虑与逆变器的负载、输入输出电压等级、输出容量、可靠性指标等有很大关系的逆变主电路拓扑形式、输出电路形式、可操作绕制工艺等因素。
（4）确定合适的最大工作磁通密度：要根据铁芯的材料、工作环境、变压器最高温升和散热技术诸多因素，要使铁芯既具有合理的利用率，又能限定铁芯损耗。
（5）确定铜线的电流密度：要根据逆变电路的工作频率，充分考虑导线的形状和集肤效应，以合理设计导体的截面积和合适铜耗，兼顾材料的节省和铜耗
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与铁耗相匹。
下面从本文实际来说明变压器的设计，在这里变压器原副边为110V/380V，负载功率为200VA。
变压器除电气参数计算外，在实际加工制造前还需对各种机械结构参数进行计算，以便制造。这主要包括变压器额定功率、初级线圈电流、铁心的截面积、线圈所用导线的直径、各线圈的匝数、核算铁心窗口。下面逐一进行计算： （1）变压器的额定功率：
变压器输出功率： P2 = U2I2 (VA) = 200(VA) （单相为200VA） 输入功率： P1 = U1I1 (VA)
P1=P2 /η=200/0.95 = 211(VA) 式中η变压器的效率，此时取为0.95 变压器的额定功率为：
P = (P1+P2) / 2 = (200+211)/ 2 = 206 (VA) （2）初级电流： I1 = kP1 / U1 = 1.2*211/110 = 2.31 (A)
I2 = P2/ U2 = 200 / 380 = 0.53 (A)
式中k为经验系数，由变压器空载（激磁为主）电流I0大小决定，容量越小的变压器，k越大。一般选1.1-1.2。
（3）变压器铁心净截面积SC：
铁芯净截面积：SC = KP =1.5?206 = 21.53 (cm2)
式中系数K由硅钢片质量而定，质量越好，K值越小。一般选在1.0-1.5之间。 由于硅钢片之间的绝缘和空隙，实际铁心截面积应略大于计算值，为： SC' = KP/ K C = SC/ K C = 21.53/0.89 = 24.2 (cm2)
式中KC是硅钢片的叠片系数，它与硅钢片厚度有关。一般0.35mm厚热轧硅钢片的KC = 0.89；冷轧硅钢带的KC = 0.92。
根据算出的SC求硅钢片中间舌宽a，按照国家标准查手册可以得到，这里选择a = 40mm的GE型硅钢片。 铁心叠厚B：
B = 100SC/ a = 24.2*100/40 = 60.5(mm) 实取61mm
铁心厚度B与舌宽a之比应在1-2之间，否则应重新选取铁心截面积SC'。此次B/a = 1.525，符合要求。
（4）各线圈的匝数：
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确定每伏匝数No：
∵ E = 4.44f NBmSc*10?8(V)
∴No = N/E = 108/(4.4fNBmSc) = 108/(4.44*50*11000*21.53) = 1.902(匝/伏) f —电源频率；
Bm —铁心磁通密度。一般冷轧晶粒取向硅钢带，取12000-14000高斯；热轧硅钢片取10000-12000高斯；
算出No之后，根据每组线圈的工作电压就可用下式求出每组线圈的匝数：
初级： N1 = U1No = 110*1.902 = 209.22(匝) 实取210匝 次级： N2 = KU2No = 1.1*380*1.902 = 795.036(匝) 实取496匝
式中考虑到10%的匝数补偿负载压降故乘系数1.1。
（5）线圈导线直径
导线电流： I = d2jπ/4 = sj（A）
式中s —导线截面积（mm2）、d —导线直径（mm）、j —电流密度（A/ mm2）可取2-3（A/ mm2）考虑安全（减少发热）性可取小一些，考虑经济性可取大一些。
此处j取2.5，由以上公式可得： 原边：
d1 = 1.09mm
副边：
d2 = 0.52mm
根据计算出的直径d查标称导线，选出标称直径接近而稍大的Q型漆包线。选定的漆包线最大外径为：
原边：
d1’= 1.3mm 副边：
d2’= 0.7mm （6）校核铁心窗口面积
变压器线圈绕在框架上，每层线圈之间一般均有绝缘层。线圈厚度、绝缘层厚度和框架厚度的总和应小于选用铁心窗口宽度，否则，应重新计算或重选铁心才行。铁心选定后，窗口高度h可查表得到，其框架最大长度亦等于h。铁心窗口的有效高度h由表查得为72mm，线圈在框架两端共留10%不绕线。因此，框架的有效长度为：
h’= 0.9*(h-2)(mm) 计算各线圈每层可绕匝数:
原边：
M1 = h’/(Kp*d1’) = 0.9*(72-2)/(1.1*1.3) = 44（匝）
副边：
M2 = 0.9*(72-2)/(0.7*1.1) = 82（匝）
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