毕业论文（设计）图1.1数字基带传输系统的总框图
1.2 数字基带信号
指消息代码的电波形，它是用不同的电平或脉冲来表示相应的消息代码。常见的有矩形脉冲、三角波、高斯脉冲和升余弦脉冲等。最常用的是矩形脉冲，因为矩形脉冲易于形成和变换。 1.2.1常见的基带信号波形
常见的基带信号波形有单极性波形（a），双极性波形(b)，单极性归零波形(c)，双极性归零波形(d)，差分电平(e)及多电平波形(f),其具体波形如下：
10100111010011＋E＋E
0 －E(a)(d)
1010111010011＋E＋E
－E－E(e)(b)
＋3E0000 010101＋E101010011 ＋E－E1111－3E 0
(c)( f )
单极性波形的特点是极性单一，易于用TTL，CMOS电路产生，而缺点则使有直流分量，要求传输线路具有直流传输能力。双极性波形则可用正负电平的脉冲分别表示二进制码“1”和“0”，故当“1”和“0”等概率出现时则无直流分量，有利于在信道中传输，且在接收端恢复信号的判决电平为零抗干扰能力较强。
归零信号与不归零的区别是有电脉冲宽度小于码元宽度，每个有电脉冲在小于码元长度内总要回到零电平，所以称为归零波形。 单极性归零波形可以直接提取定时信息，是其他波形提取位定时信号时需要采用的一种过渡波形。双极性归零信号则同时具有双极性波形和归零信号的特点，同时还有利于同步脉冲的提取，从后面的功率谱分析就可得知。
差分波形不是用码元本身的电平表示消息代码， 而是用相邻码元的电平的跳变和不变来表示消息代码，图中，以电平跳变表示1，以电平不变表示0，用差分波形传送代码可以消除设备初始状态的影响，特别是在相位调制系统中用于解决载波相位模糊问题。 1.2.2数字基带信号的数学式表示
消息代码的电波形并非某一固定波形， 还可是其他形式。但无论采用什么形式的波形，数字基带信号都可用数学式表示出来。 若数字基带信号中各码元波形相同而取值不同，则可用 s(t)= Ang(t-nTs)表示。式中，An是第n个信息符号所对应的电平值（0、 1或-1、1等），由信码和编码规律决定；Ts为码元间隔；g(t)为某种标准脉冲波形，一般情况下， 数字基带信号可用随机序列表示， 即s(t)= ? s(t ).1.2.3基带信号的频谱特性 n??? 研究基带信号的频谱意义重大，通过频谱分析，可以确定信号占据的频谱带宽，以便安排合适的信道，同时知晓频谱中是否含有位定时分量，这样的话就可以从中提取位定时信号，以作抽样判决。总之，
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毕业论文（设计）对于待传输信号的频谱研究，对于整个传输来说，起着至关重要的作用。一般来讲，频谱分析的主要包
含以下内容；
（1）信号需要占据的频带宽度；（2）信号所包含的频谱分量；（3）信号有无直流分量；（4）信号有无定时分量。对于一个待传输的数字基带信号来说，它是一个随机脉冲序列，不存在确定频谱函数，但是却可以通过随机过程的相关函数来求得它的功率谱密度函数，从而为传输做准备。 1.2.4基带传输的常用码型
假如现在选择了合适的基带波形，但并非所有的基带波形都适合在信道中传输，即使选择了单极性波形，但是信道的低频传输特性差，使得部分信号被严重衰减或畸变，这样的传输也是没有意义的，而码型选择的目的就是要防止这样的不良后果。这样的话，对传输用的基带信号主要有以下两个方面的的要求:（1） 对代码的要求， 原始消息代码必须编成适合于传输用的码型；（2） 对所选码型的电波形要求，电波形应适合于基带系统的传输。
下面是几种常用的基带码型：
①AMI码：AMI码是传号交替反转码。其编码规则是将二进制消息代码“1”(传号)交替地变换为传输码的“+1”和“-1”，而“0”(空号)保持不变。例如：
消息代码 1 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 1 1 ? AMI码： +1 0 0 –1 +1 0 0 0 0 0 0 0 -1 +1 0 0 -1 +1?
②HDB3码：全称是3阶高密度双极性码，它是AMI码的一种改进型， 其目的是为了保持AMI的优点而克服其缺点， 使连“0”个数不超过3个。其编码规则如下：
（1） 当信码的连“0”个数不超过3时，仍按AMI码的规则编，即传号极性交替； ?
（2）当连“0”个数超过3时，则将第4个“0”改为非“0”脉冲，记为+V或-V，称之为破坏脉冲。相邻V码的极性必须交替出现，以确保编好的码中无直流； ?
(3)为了便于识别， V码的极性应与其前一个非“0”脉冲的极性相同，否则，将四连“0”的第一个“0”更改为与该破坏脉冲相同极性的脉冲，并记为+B或-B；?
(4)破坏脉冲之后的传号码极性也要交替。 例如：
代码： 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 l 1
AMI码： -1 0 0 0 0 +1 0 0 0 0 -1 +1 0 0 0 0 -1 +1 HDB3码: -1 0 0 0 -V +1 0 0 0+V -1 +1-B 0 -V +1 -1
③数字双相码:又称曼彻斯特（Manchester）码。 它用一个周期的正负对称方波表示“0”，而用其反相波形表示“1”。 编码规则之一是： “0”码用“01”两位码表示， “1”码用“10 ”两位码表示，例如：
代码： 1 1 0 0 1 0 1 双相码： 10 10 01 01 10 01 10
④ 密勒码:又称延迟调制码，它是双相码的一种变形。编码规则如下： “1”码用码元间隔中心点出现跃变来表示，即用“10”或“01”表示。“0”码有两种情况：单个“0”时，在码元间隔内不出现电平跃变，且与相邻码元的边界处也不跃变， 连“0”时，在两个“0”码的边界处出现电平跃变，即“00”与“11”交替。
⑤CMI码:传号反转码的简称，与数字双相码类似， 它也是一种双极性二电平码。编码规则是：“1”码交替用“11”和“00”两位码表示； “0”码固定地用“01”表示，其波形图如图 5 - 5(c)所示。 ??
11010010
A O(a)t / T0 －A A(b)O－A第 7 页 共 35 页 t / T0
AO 毕业论文（设计）
(a) 双相码； (b) 密勒码； (c) CMI码
1.3信道信号形成器
基带传输系统的输入是由终端设备或编码器产生的脉冲序列，它往往不适合直接送到信道中传输。道信号形成器的作用就是把原始基带信号变换成信适合于信道传输的基带信号，这种变换主要是通过码型变换和波形变换来实现的。直观的讲，信道信号形成器似乎是多余，但是在实际中信道的带宽是有限的，而基带信号的频谱则往往非常宽，有时则是无限宽，基带信号一旦直接进入信道，必然会有部分频率产生非常大的衰减，不利于传输，信道信号形成器的目的就是与信道匹配，产生便于传输的基带信号波形，减小码间串扰，利于同步提取和抽样判决。在实际应用中信道信号形成器往往采用平方根升余弦滤波器，具体原因将在以下分析。 1.4信道
信道是允许基带信号通过的媒质，通常为有线信道， 如市话电缆、架空明线等。信道的传输特性通常不满足无失真传输条件，甚至是随机变化的。另外信道还会进入噪声。 在通信系统的分析中，常常把噪声n(t)等效，集中在信道中引入。本次系统仿真中采用高斯白噪声信道。 1.5 接收滤波器
接收滤波器的主要作用是滤除带外噪声，对信道特性均衡，使输出的基带波形有利于抽样判决。 实际应用中考虑到码间干扰和匹配滤波，则往往采用与信道信号形成器对应的平方根升余弦滤波器。 1.6抽样判决器
抽样判决器是在传输特性不理想及噪声背景下，在规定时刻（由位定时脉冲控制）对接收滤波器的输出波形进行抽样判决，以恢复或再生基带信号。用来抽样的位定时脉冲则依靠同步提取电路从接收信号中提取，位定时的准确与否将直接影响判决效果。
2.数字基带传输系统码间干扰与抗噪声性能研究
数字基带传输系统的组成绝非各模块之间的简单组合，需要考虑的因素还有很多，而码间串扰和噪声则是影响基带传输的主要原因。所谓码间串扰（ISI）是由于系统传输的总特性不理想造成，导致前后码元波形畸变，展宽，并使前面波形出现很长拖尾。这样，当后一个码元到来时，前一个码元的波形尚未完全衰减，在抽样时刻，则会影响到当前码元的抽样值，对于二进制码元来说，有可能在输出抽样时刻将“0”错判为“1”，或将“1”错判为“0”，从而产生误码，对整个传输极为不利。噪声是客观存在的，不可能完全消除，我们能够做的就是在输出最佳时刻进行抽样判决，即信噪最大时刻进行抽样。由此可见，码间干扰和噪声产生的机理不同，对其研究也将分开讨论。
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毕业论文（设计）2.1码间串扰的分析
2.1.1码间串扰的产生
在这里，依然要结合基带传输系统的模型进行分析，如图2-1所示：其中{an}为发送滤波器的输入符号序列，也可以理解为将要传输的消息代码,系统总的传输特性为H(ω)=GT(ω)C(ω)GR(ω)
发送传输接收 滤波器信道滤波器{a}{an′}n抽样 GT(?)C(?)＋GR(?)判决器 n(t)图2.1 基带系统传输模型
1?H(?)ej?td?其单位冲激响应为h(t)= , 也就是说若输入端加入单位冲激δ函数，则输 2???
出端则会出现h(t)波形，假如在此假设输入端为冲激序列d(t) ，则输出端可有接受信号 ?y(t)=d(t)*h(t)+nR(t)= anh(t?nTS)?nR(t)n???
式中，nR(t)是加性噪声n(t)经过接收滤波器后输出的噪声。 由此，则在第t=kTs+t0时刻上（t0是信道和接收滤波器所造成的延迟）对y(t)抽样，输出端得到信号y(kTs+t0)=akh(t0)+ anh［(k-n)Ts+t0］+nR(kTs+t0)， （式2.1） n?k其中的码间干扰项为 anh［(k-n)Ts+t0］，噪声项为nR(kTs+t0)。
n?k
2.1.2满足无码间干扰的时域条件
由式（2-1）可知，若想消除码间串扰，应有anh［(k-n)Ts+t0］=0，但是由an是随机的，不一定为零,只能使h［(k-n)Ts+t0］在 t0+Ts，t0+2Ts?.. (k-n)Ts+t0?. 等抽样判决时刻上正好为0，就能消除码间串扰，如图 2 - 2(b)所示。 这也是消除码间串扰的基本思想。 h(t)h(t) OOt0t0t0＋Tstt0＋Tstt0＋2Ts
(a)(b)
图2.2 消除码间串扰原理 1 k=0 由上图可得，消除码间串扰的时域条件为h(kTs)= 0 k为其他整数 （式2.2） 上式称为无码间串扰的时域条件。
2.1.3满足无码间干扰的频域条件
无码间串扰的频域条件是根据其时域条件做傅立叶变换所得，它们之间的关系即为h(t)=
1?1?jwtH(w)edwH(w)ejwkTsdw，经过变量代换等过 ，在t=kTs时，有h(kTs)= 2???2???
?12?iH(w?)?1， 其中 |w|≤ ， 或者写成 程，即可得到以下公式 TTSiTs
2?i?（式2.3）
????
????H(w?Ti)?Ts,w?sTS第 9 页 共 35 页
毕业论文（设计）
这就是著名的奈奎斯特第一准则，它为我们提供了检验一个给定的系统特性H(ω)是否产生码间串扰的一种方法，它的物理意义是：按ω=±(2n-1)π/Ts（其中n为正整数）将H(ω)在ω轴上以2π/Ts间隔切开，然后分段沿ω轴平移到(-π/Ts，π/Ts)区间内进行叠加， 其结果应当为一常数（不必一定是Ts），这时便将该系统看作是无码间串扰系统，如图2.3所示：? H(?)Ts
(a) 3?2??O?2?3??－－－TsTsTsTsTsTs
i＝0(b) ??O?Heq(?)－TsTsT s i＝－1(c) 3?2?????O?－－－－TsTsTsTsTs
(e)
i＝＋1(d)
?2?3??TsTsTs
图2.3 Hep(w)的构成
2.1.4无码间串扰传输特性的设计 （1）理想低通传输特性
由图2.1.3可知，满足无码间串扰的系统并非只有唯一的形式，很多系统都可以达到这样的要求，这时候就要选择一个合适的系统去实现，下面对几种无码间串扰系统进行分析并选择一种合适的系统作为本次设计的目标。 首先，有一种易想到的极限情况，有必要对其做出介绍，即理想低通特性，它的时频域特性如下图所示： S(?)s(t)Ts
S0
?O??OTs2Ts3Ts4Tst－Ts－T－4Ts－3Ts－2Ts Tss(a)(b)
图2.4（a）理想低通系统传输特性；? (b) 理想低通系统冲激响应
?sint
TS上图中， h(t)??Sa(?t/TS )，通过上图很容易观察到，在该系统冲激响应，在t=±kTs(k
? tTS
≠0)时有周期性零点，当发送序列的间隔为Ts时正好巧妙地利用了这些零点（见图 2-4（b）中虚线）， 实现了无码间串扰传输。 再分析该系统占用的带宽，假设此时的传码率为1/T，可得以下结论： ① 该系统产用的带宽为W=1/2T（Hz），这是该系统在抽样时刻无码间串扰情况下所能达到的极限情况； ② 由（1）可知，该系统的频带利用率为η=2波特／赫；
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