确定R3，其它电阻计算如下：
R4?GR3
（7-12）
由于此电路在静态时UA为VD/2，运放负输入端和输出端静态时也为VD/2，所以R1=R2，且R1//R2=R3//R4，易得
R1?R2?2GR3 G?1 （7-13）
举例：输入为基于2.5V的正弦波，输出为基于2.5V的反相放大10倍的正弦波。 解：可知G=10，设R3=10000，根据式（7-12）（7-13）计算得 R4=100kΩ，R1=R2=18.18kΩ。仿真电路和结果如图7-2-13。
T5.00R2 18.18k4.00VF3 +-R3 10kR4 100k+U1 TLV247XAAxis label VF2 +VF1VF1 R1 18.18kV1 5VG13.00V2 2.52.00VF3VF21.000.000.001.00m2.00m3.00m4.00m5.00m图7-2-13 同电位反相放大仿真电路和结果
同电位同相放大
要求输入为基于VD/2的信号，输出也为基于VD/2的信号，具有增益G同相放大。电路结构如图7-2-14所示。
VD
R1 Uo
VD/2 RL Ui R2 VD/2 R4 UA
R3 图7-2-14 同电位同相放大电路
确定R3，其它电阻计算如下：
R2?R3
（7-14） （7-15） （7-16）
R4?(G?1)(R3//R2)?G?1R3 2G?1R1?R2//R3//R4?R3
2G举例：输入为基于2.5V的幅度为1V的正弦波，输出为基于2.5V的幅度为2V的正弦波。 解：可知G=2，确定R3=1000，根据式（7-14）~式（7-16）计算得： R2=1000，R4=500，R1=250，仿真如图7-2-15。
T5.00R1 250VF2 R2 1k4.00VF3 U1 TLV247XAVF1 VF1+Axis label +-V1 5VG1+3.00VF3VF2R3 1kV2 2.5R4 5002.001.000.000.001.00m2.00m3.00m4.00m5.00m
图7-2-15 同电位同相放大仿真电路及结果
同电位同相衰减
很少利用上述电路实现1倍放大。如果要实现同相位1倍放大，最好的办法是制成跟随器形式，也就是在电路中将R2和R3去掉，保持R1和R4相等。也可以在保证运放没有输入保护的情况下，直接短路两个电阻。
但是不可避免的，我们仍会遇到同电位同相电路中的信号衰减问题。 用三电阻结构设计如下：
VD R2 R1
Uo UA VD/2 Ui R5 RL
VD/2 R4
图7-2-16 同电位同相衰减电路
有如下要求，第一，R2=R5，以确保在没有输入的情况下，UA=2.5V；第二，UA处信号被衰减到原先的G倍（G<1），第三，R1、R2、R5的并联值等于R4。据此列出：
R2?R5
G?R2//R5R2?
R1?R2//R52R1?R2R1R2RR1R22R1//2???R4
R2R?22R1?R212上两式相除，得
R4 G2R2?R5?R4
1?GR1?
（7-17） （7-18）
举例：输入为基于2.5V的8V正弦波，要求输出为基于2.5V的2V正弦波。 解：可知G=0.25，选择R4=1000，根据式（7-17）（7-18）计算得 R1=4000，R2=R5=2667，仿真如图7-2-17。
T20.00R2 2.67kVF2 +VF3 +-U1 TLV247XA+V1 5R5 2.67kV2 2.5R4 1kAxis label VG1R1 4kVF1 10.00VF20.00VF3VF1-10.000.001.00m2.00m3.00m4.00m5.00m图7-2-17 同电位同相衰减仿真电路及结果
7.2.3. 交流耦合型
如果信号不包含直流信息，在信号传递耦合过程中，就可以采用阻容耦合方式——只传递交变信号而去除了直流成分。这使得单电源电路摆脱了复杂的直流电平计算，而只考虑交变成分的放大或者衰减，电路结构就与前述电路完全不同——相对来说变得更容易理解和设计。
阻容耦合反相放大器
图7-2-20是一个典型的阻容耦合反相放大器，设计和使用都很容易。它可以对一个含直流量或者不含直流量的交变信号实施有效的放大或者衰减。在设计中，需要满足如下四点要求：
1） R1和R2负责给运放提供合适的伪地。一般情况下，可以选择这两个电阻相等，
以得到UA=VD/2作为伪地电位。当然也可以按照实际需要，将UA设置成需要的电位。需要注意的是，这个电路在静态时输出即为伪地电位。
2） R3和R4决定交变信号增益。G=-R4/R3，符号表示输入输出反相。 3） C1和R3负责隔断前级的直流成分，且完成信号的耦合。因此，就形成了一个高
通滤波器，其截止频率是fL?1。注意，这个截止频率要远远小于信号
2?R3C14）
的最小有效频率。
为减少因偏置电流引入的偏置电压，可以考虑设计R1//R2=R3//R4。
R2 R1 UA Ui R3 C1 R4 VD Uo RL 图7-2-20 阻容耦合反相放大电路
图7-2-21给出的是一个阻容耦合式10倍增益的反相放大器。设计中采用了简单估算方法。运放同相端形成伪地的两个分压电阻选择了整数20kΩ，而不是精确计算的值——10kΩ和100kΩ并联值的2倍。为了降低下限截止频率，适当选择C1和R3都比较大。计算可知其下限截止频率为1.59Hz。仿真实验中输入了220mV，5000Hz的正弦信号。从结果看，增益大约为10倍，反相输出。
T5.004.00R2 20kVF2 C1 10u+VF1+-R3 10kR4 100kRL 20kU1 TLV247XA+VF1 Axis label 3.002.001.000.00VF2-1.000.00100.00u200.00u300.00u400.00u500.00uV1 5VG1R1 20k图7-2-21 阻容耦合反相放大仿真电路及结果
图7-2-22是该电路频率特性。其中下限截止频率大约为1.59Hz，与理论分析吻合。幅频特性中显示在301kHz处还有一个上限截止频率，这来自运放TLV247XA的开环增益的下降。让我们试着估算一下，这个截止频率是否与运放的数据吻合。
设301kHz处运放具有开环增益A301，那么下式成立：
Auf(301)??10?0.707??7.07??A301kA301 ??101FA?1A301?301FF上式中k为前馈系数，为输入电压在净输入端的倍率，此电路中为10/11，F为反馈系
数，为输出电压在净输入端的倍率，此电路中为1/11。
已知F=1/11，解得A301=26.5，即运放TLV247XA在301kHz处具有26.5倍的开环增益，增益带宽积约为26.5×301kHz=7988.54kHz。此值与数据手册给出的2.8MHz相差甚远，问题出在哪里呢？我估计是仿真软件在此处计算时出现了问题，也就是说，认定闭环上限截止频率为301kHz是不正确的。我希望用一个实际电路来证明这一点。
-3dB频率1.59Hz
-3dB频率301kHz
-135度频率1.59Hz
-225度频率301kHz 图7-2-22 阻容耦合反相放大电路的频率特性
阻容耦合同相放大器
电路如图7-2-23所示。其中要求增益大于1时，使用左图电路，增益等于1时，使用右侧电路且将R5短接，如果要求增益小于1，使用右侧电路，利用R5实现信号的衰减。
R2=R1，实现UA为伪地等于VD/2。注意此处的伪地不需要电流输出，仅用两个相等的电阻进行分压即可，电阻值的大小需要考虑功耗、噪声等指标要求，以及与R3、R4的匹配。一般都是先根据噪声、功耗的综合确定R1，再相应计算其它电阻。 VD VD R2 R2
R5 UUo o UA C2 RUA C2 R1 1 RL RL Ui Ui
R3 R4 R4
C1
图7-2-23 阻容耦合同相放大电路
图7-2-24是一个10倍同相增益的阻容耦合放大电路。R1越大，此处消耗电流越小，对整体功耗降低有贡献，但也相应地引起了噪声的增加。综合考虑，可以选择20kΩ（如何平衡功耗和噪声，是一个复杂的计算过程，本节不详述）。据此，R2=R1=20kΩ。又要求增益为10，则R4/R3=9，且R4//R3约等于R1//R2=10kΩ。因此粗选R3=10kΩ，R4=9kΩ。
为尽量降低下限截止频率，选择C1=10μF，得到输入端的高通下限截止频率为
fL1?1?1.59Hz。选择C2=10μF，得到放大环节的高通下限截止频率为
2?(R1//R2)C1