北京交通人宁:顷十论文
系(;?，&
E(0,(p)=^J!Lf(d,ip)
r
... (2.29)
天线的总辐射功率为：
-^=- ((E^e^smededcp 120^JJ (2.30)
1 2nx ...
于是：
D-— =- ------------------------------------------
jy 1 匕-
,..(2.31)
\Jjf 2(8^)sm Qiddcp 0
0
因为F(0，炉)-C/汍史)，因此式(2.30)又可以写成:
D= -------------- — -------------
2ntt
jJF2 (d, …￠2.32) 有许多天线的空间立体方向性图是轴对称的，即方向函数/的炉)~/斤)，与(p无 关，这时式（2.31)可简化为： 2 D --------------- ---- — X jF2(d)sinddd (2*33) 0 当然，方向性系数也可以用场强来表示，在此不再详述。 二、增益。在天线工程上，除了用方向系数来表明天线的方向特性外，还常 用天线的增益来反映天线的品质。天线的增益用G来表示，定义为??在输入功率 相同的条件下，天线在最大辐射方向上某一点的功率通量密度与理想点源天线在 同一点处的功率通量密度之比，即： 2 A E02 (输入功率相同） …（2.34) 与方向性系数一样，天线的增益还可以定义为：在天线的最大辐射方向某一点， 12 大线的基本理论 该天线的电场强度与理想点源天线在同一点处产生的电场强度相同的条件下，理 想点源的的输入功率与改天线的输入功率之比，称为天线的增益，即： G-^2- (电场强度相同） PA ... (2.35) 式中乓。是理想点源天线的辐射功率，由于其效率为1，所以乓。也等于其输入功 率。Py是有方向性天线的输入功率由上式可得： G= ^os=^o_ D PA P, ... (2.36) 式中巧是有方.向性天线的辐射功率，7是天线效率，（天线效率等于天线的辐射功 率和输入功率之比）上式表明，天线增益等于天线的方向性系数乘以天线效率。 天线的增益把天线的向性图与天线的效率结合起来，它一方面考虑到辐射能量 的集中程度，另一方面又考虑到天线本身存在的功率损耗，给出了天线特性的以 更加完整的一个技术指标。 天线的增益G常用分贝（ciB)来表示，即（ Ga =10IogG ... (2.37) 三、方向图。 如图所示是一个典型的方向图的示意图，它是按照远区电场强度的大小与空 间角度之间的关系绘制而成的场强-角度变化图，有时也用功率方向图表示天线的 方向特性，功率方向图是功率与角度之间的关系图。功率方向性图通常比场强方 北京交通人学硕+论文 向图‘f瘦”。归一化方向图是非归一化方向图除以主瓣最大值后得到的方向图，归 一化方向图的主瓣最大值为1? 一般情况下主要考察两个平面内的天线方向图（二维方向图），即E面和H 面。E面表示和电场平行的平面，有很多个，一般以通过某一或两个坐标轴并与 电场平行的平面作为E面。对于旋转对称天线的方向图，所有E面内的二维方向 图都相同。H面则是与磁场平行的平面，与E面一样，H面一般是指通过某一或 两个坐标轴并与磁场平行的平面。 与方向图密切相关的图特性参数有：主瓣宽度、副瓣电平、方向性系数。 主瓣宽度是指场强（或功率）从主瓣最大值下降到最大值的0.707倍（或0.5 倍）时，两点间的角度。主瓣宽度通常指方向图某个截面内的主瓣宽度。如果天 线方向图不是旋转的，则 各个截面内的主瓣宽度不等。一般情况下主要考虑E面 和H面的主瓣宽度。 副瓣电平是指副瓣电平最大值与主瓣电平最大值之比取以10为底的对数，再 乘以10 (功率）或乘20 (场强）得到的值。通常希望副瓣电平越低越好。但一般 情况下，某个副瓣电平降低则其它副瓣电平升高。如果让所有的副瓣电平都相等 则可以得到较低的副瓣电平。 四、天线的输入阻抗和驻波比。天线系统的输入阻抗直接影响天线发射效率。 天线通过馈线与发射机或接收机相连，工作于发射状态时，天线作为辐射装置， 从发射机得到能量，此时天线是发射机的负载；工作于接收状态时，天线将从空 间接收到的电磁波功率送至接收机，此时，天线对于接收机而言是个信号源，天 线无论作为发射天线还是接收天线，在天线的输入端（馈电点）都存在着阻抗， 天线的输入阻抗是指天线输入端电压与电流之比，即： V Zin ? —=及 + jX .., (2.38) 式中实部为输入电阻，虚部为输入电抗》 无论是发射天线还是接收天线，我们都要求天线与馈线相匹配。发射天线匹 配意味着馈线送来的高频功率全部供给了天线；接收天线匹配可使天线输送给接 收机的功率为最大，天线系统匹配的条件是： …（2.39) 式中&是馈线的特性阻抗。 天线的驻波比用VSWR来表示，它等于: VSWR ----------- ^ i+|rj ? (2.40) 1七| 大线的基本理论 式中，rt为终端反射系数，它等于： 「= Z L =irieM +Z0 z L ... (2.41) +z0 1 11 一般要求天线的驻波比s 1.5，否则天线的辐射和接收性能会因为阻抗失配 而受到影响甚至会使方向图发生畸变。 表一：驻波t 匕VSWR 4传输功率白分比的关系 驻波比 (VSWR) 1.0 1.1 反射功率 百分传输功率 白分比比（％) 0.0 0.2 0.8 4.0 11J 25.0 （％) 100.0 99.8 99.2 96-0 , 88.9 75.0 12 1,5 2.0 3.0 由图可知，当驻波比是1:1时没有反射波，电压反射比为1。当VSWR大于 1时，反射功率也随之增加。当VSWR为2: 1时意味着，反射功率消耗总发射 功率的11.1%,信号损失0.5dB。当VSWR为1.5:1时，损失4%功率，信号降低< 0.18dB。 五、天线的谐振长度和带宽。谐振长度：某一工作频率时，天线输入阻抗的虚部 为零时所对应的天线长度是天线的谐振长度，通常比半波长的奇数倍要小，一般 天线越粗，^振长度越小。天线带宽：为一个以谐振.频率为中心的频率变化范,围， 在这个范围内天线的某个特性参数的变化还在可以容忍的程度内。有以方向图定 义、以阻抗定义、馈电行波系数定义以及其它参数定义的带宽。一般所说的带宽 指阻抗带宽：为输入功率罔阻抗不匹配降低到中心频率一半时的工作频率的变化 范围，通常与反射系数、驻波系数相联系。 2. 3线天线的馈电 当天线与传输线相连的时候，有效利用从传输线来的能量便显得非常重要。因 此，线天线的馈电问题，有两个主要因素值得考虑：1、天线与传输线间的阻抗匹 配2、天线的平衡不平衡转换。 首先考虑阻抗匹配。图2-7是一个典型的发射机和接收机的电路，通常发射机 或接收机的额定阻抗等于传输线的特性阻抗Zo,然而天线的阻抗ZA常偏离Zo很 远。因此，在大多数情况下，插入一个匹配网络是必要的。先来看失配带来的影 响。从传输线理论中可以知道，P且抗共轭匹配时可得到最大功率；反之，如果系 北京交通人于硕七论文 统的匹配状况不佳，沿着传输线就会产生反射，从上节可知，也就是电压驻波比 VAWR将大于1。如果传输线是低损耗的，则反射波引起的损耗并不严重。对很 多应用来说，过低的VSWR既奢侈也没有必要。例如，当驻波比等于1.5时，仍 有的能量传输。当然，若驻波比过高，则能量会在传输线上多次反射，此时 传输线的损耗就会显著增大。 发射机或接收机 匹配网络 7^ 一\? 传输线 图2-7发射机/接收机与天线的典型连接方式 高驻波比对系统还有其他的不利影响。高功率应用中，在传输线的某些点上 将存在很高的电压，这叫做“热点”，且可能发生弧光放电。高驻波比意味着沿传 输线阻抗发生变化并且任意一点的阻抗随着频率的改变而变化，这将影响发射机 的正常工作,例如，输入阻抗的严重失配将会使发射频率改变，发生“频率牵引” 现象。 如果阻抗失配达到不可接受的程度，可以用几种方法进行改善。通常，如果 采用低损耗传输线，则特征阻抗Zo接近实数，要想匹配，就应选择输入阻抗接近 于Zo+iO的天线。不过这样的情况不具有通用性，可以采用图2-7所示的匹配网 络口匹配网络又有种形式，四分之一波长阻抗变换器就是个例子》这是一段长度 为四分之一波长的传输线，其特性阻抗应为7^7,其中是天线的输入电阻、 为收发设备的额定阻抗。如果天线阻抗不是纯电阻，则可以用另外的一些装置 将其电抗部分先行消除。例如在UHF和微波波段，采用短截线和波导膜片等等调 谐装置。而在低频段，电抗分量的消除一般通过可变电容和电感实现。 但在设计匹配网络时，如果想得到非常精确的匹配，它通常是是窄带的。如 果匹配网络设计成宽频带t则不可能在所有的点上精确匹配。 其次，平衡输出时的平衡不平衡转换问题。对于线天线来说，如果采用偶极 子或折合振子等平衡传输单元做为馈源，那么当天线与同轴线连接时，就要考虑平 衡不平衡转换的问题。如下图2-8是同轴线直接接平衡馈电端的示意图。2-9是其 等效电路图，其中传输线的特性阻抗是2。，负载阻抗是Zp &是折合振子的阻 抗。，对于传输线来说，它可以是平衡的也可以是不平衡的，而平行双线本身就