有源箝位正激变换器的设计程序
概述：
UCC2891电流型有源箝位PWM控制器提供了一个高度集成特色的控制器,专为有源箝位正激或反激变换器的精确控制服务。UCC2891的数据包含了精确设置IC所必须的全部细节。当然，这些有效的设计考虑及培训主要在有源箝位的功率级。它规定要预先设置好控制IC，本文使用有源箝位正激拓朴作实例，箝位部分，功率级和控制环路补偿在随后都作细节描述。
1．简介：
单端正激变换器是单或多电压输出,功率在50W~500W范围的一种通用选择。有几种广泛使用的实现变压器复位技术。有源箝位的方法是既简单又有最佳性能的方法。ZVS（零电压开关）低的开关电压应力，扩展出占空比范围, 以及减少了EMI。组合在一起有效地改善了效率。综和这几个因素考虑都将是选择有源箝位技术。
但有源箝位的缺点之一就是需要精密的占空比箝制,如果没有箝住一些最大值，增加的占空比可能会导致变压器的饱合或主功率MOSFET上的附加电压应力,这可能会导致灾难性损坏。另一个缺点是需要对同步延迟时间的先进的控制技术。在主功率MOSFET与箝位MOSFET栅驱动之间的时间延迟。UCC2891系列的主要特色之一就是提供驱动一个P沟MOSFET（低边）或一个N沟MOSFET（高边）的能力。主功率开关和箝位开关之间的时间延迟的调整使过去使用有源箝位技术时的缺点在UCC2891用作控制IC时已不存在了。
对任何电源设计，满足设计规范小心地设计功率级控制环路。及最终设置PWM控制器都是成功的关键。对于有源箝位正激拓朴要有一些附加考虑，这将在下面的设计实例中讨论，此例用了简洁明快的UCC2891 PWM控制IC。设计功率级,箝位级,控制环以及PWM的设置正如理论研究一样,都是ZVS所固有的，它适用于UCC2891/2/3/4及UCC2897。
2．有源箝位开关工作的基本原理：
在设计功率级之前，了解有源箝位的基本时序原理是很重要的，参看[6]和[7],这里有八个阶段，深入地钻研有源箝位的电流交换，用低边有源箝位结构作为例子，完整的开关周期t0~ t4可以简化并表述出四个性质不同的开关过程。如图1~图4。 2.1 t0---t1功率传输
在此阶段功率由主开关传输至二次侧,此时Qmain导通,在此条件下刚好在ZVS条件下导通。因其体二极管先前已经在导通状态（见图4）初级电流通过Qmain的沟道电阻。而且变压器的磁化电流加上折算到二次侧的输出电流。在二次侧，正向的同步整流Qf导通，并且流过整个负载电流。在先前状态，负载电流是流过同步整流Qr的体二极管。所以Qf是硬开关状态的开启损耗的。
2.2 t1 t2谐振状态：
这是整个开关周期中出现的两个谐振状态的第一个，在此状态QMAIN在ZVS状态下关断，初级电流仍旧连续
地通过CcL流过DAOX,QAUX必须是P沟道MOSFET（对低边箝位），由于此时二次负载电流流过回流MOS。此时无
折射到一次侧的电流。所以仅有流过DAUX的电流为变压器的磁化电流。因此QAUX二级体最大的损耗很小，并且给出了QAUX的ZVS状态开启的条件。QMAIN关断和QAUX开启之间的延迟时间即谐振周期是已知的。
这是识别有源箝位同其它单端变压器复位方式的主要方法。在二次侧QF是在硬开关方式下关断的，整个负载电流
却是通过DR的。对大电流输出的应用。DR的导通损耗，成为整个功耗的主要部分，也是限制工作频率进一步提示的关键因素，当然DR的导通对QR在ZVS状态下开启仍是必要的，虽然对自偏置同步整流不可能支掉它，但 仍要尽量减小DR的导通时间，令其接近为0，但还要保持QR为ZVS导通。
2.3 t2 t3有源箝位：
这是有源箝位状态，此时变压器初级复位，虽然图3的等效电路示出初级电流返转，变压器从正向至负向的电流
流向实际都是锯齿状，当磁化电流达到正向峰值时，又回到原状态，从0反向升起。在初级侧，QAUX现在在不同的输入电压VIN和箝位电容电压值之间完全地导通且加到变压器初级侧, QAUX在磁化电流流过时公有很小的导通损耗.而在二次侧QR则流过整个负载电流,有较高的导通损耗.
2.4 t3 t4谐振状态：
这是一个完整周期中出现的第二次谐振状态,在此状态下, QAUX在ZVS状态下关断,初级电流仍旧反向流动,只不过
是通过QMAIN的体二极管DMAIN初级电流是负向的,但在此期间,此电流方向将要反转(已经很小). QMAIN的体二楹管开始导通,来为QMAIN的导通设置ZVS导通条件,这在4.4节中会进一步描述.而在二次侧,DR刚好在导通状态下让QR关断,因此QR在ZVS状态下关断,但与之相象t1 t2, 根据经验,不可免地因体二极管导通出现功耗.在t4完成时,开关周期又返回t1 t2根据经验,不可免地因体二极管导通出现功耗。在t4完成时,开关周期又返回t0 ----t1状态。
3.设计规范:
采用UCC2891有源箝位PWM控制器设计一个100W正激变换器，给出3.3V 30A的输出,变换器必须工作在通讯用的输入电压范围36V 4.功率级设计: 一个顶级的基本组件组成的有源箝位正激变换器功率级电路示于图5. 有源箝位功率级由辅助开关QAUX,箝位电容CCL组成,由于QAUX的参数为初级地,这应参照低边箝位方法,有源箝位组件的细节描述见4.3. 对3.3V输出30A电流,同步整流用在输出级以保持高效率.为简化设计采用自偏置同步整流,两支功率MOSFET为整流的QF，回流的为QR.。 功率级设计从选择二次侧输出组件开始. 4.1输出功率级设计: 正激电路使用第三个复位绕组时通常最大占空比限制于50%而RCD箝位及谐振复位的正激变换器可以略微超过50%.而有源箝位复位可将最大占零比推向60%甚至70%。（特别在低压应用时）。在本例中,最大占空比在36V输入时定为60%,在72V输入时大约为30%. 输出电感L0可以用给出的允许的最大电感纹波电流 I 来计算。 4.1.1输出电感: 假设峰峰电感纹波电流为最大输出电流的15%，法拉弟定律（1）可用来求解 将结果化整，减小纹波电流，即加大感量，允许纹波电流大就减小感量，要考虑到，作为△IC0若允许增加，则RMS纹波电流在输出电容处增加，如输出滤波所描述的任何开关损耗，当决定选择L0值时，必须看到这一点。对于本设计，流行的（OTS）方式是磁材使用要有低矮的结构，以及可重复设计的特性。或者选Pulse公司的PA0373，其规格为30A，2uH感量。饱合电流为35A,PA0373还包括1:4的耦合绕组,它适于用作初级的自举偏置电压。 用(3)式计算△IL0,用于反回计算,代入2uH感量. 一个4.2APP传输14%的总负载电流。它比容许的电感纹波电流更可以接受，用（5）式最大RMS电感电流算出为30.1A RMS.它基本等于最大负载电流. 尽管对更高的△IC0, 这个计算也能确保输出电感不会工作在饱合区. 4.1.2 自举偏置源: 在自由运转阶段，当QR导通时,则跨过输出电感上的电压即是输出电压,由于PA0307使用的匝比为1:4的耦合绕 组,这样给出自举电压VBoot为: 求解(6)式:` VBOOT = (NBOOT×V0)-VD(Boot) (7) 用(7)式, 设肖特基二极管正向VF为0.5V对VD(Boot)其值为12.7V, 对不同的VOUT, VBoot会不一样, (6)式重新安排以解决不同的匝比得到不同的VBoot. VBoot = (4×3.3V)-0.5V= 12.7V (8) 耦合绕组的技术见图7, 在正常工作条件下, 工作很好, 但要注意VBoot取决于VOUT, 在不正常工作时, 如过流短路等VOUT就不正常, 会导致变换器工作在打呃状态, VBOOT也会降到PWM IC的欠压锁定状态之下,如果PWM IC必须保持全部功能（在故障时）若VOUT失去稳定，此时则另要偏置源，令其保证VBOOT在UCC2891的欠压锁定 值之上。 从UCC2891的数据表中，知道起动电压为12.5V最大起动电流为500uA, 这个信息可用于设计VBOOOT电容，见（9）式： 将已知数据代入，得： CBoot = 10uF (10) 4.1.3 输出电容： 输出电容的选择基于许多实用要求，诸如成本，几何尺寸。功能及可能性。此例取决于最小输出电容要允许输出纹波电压小于输出电压的1%，或为33mV, 掌握了电感纹波电流， 最小输出电容可由（11）或计算（12）式得出。 由(2)式给出的值仅是确保输出纹波的最小值。最终选择值还要参照Resr (OUT)及瞬态响应。限33mV纹波。 输出电容的Resr要小于（13）式，由（14）式给出。