贴近536Ω的标准值选择RF, 输出电感电流斜率现在必须确定为从二次反射的值返回到一次侧, 然后传输一个电压斜率到电流检测电阻Rcs, 当采用电流检测变压器时, 等效补偿斜波的电压可由(130)式决定.
为应用方便可不用电流互感器, (129)式还可以使NCS项加上来等效一下。用RF的计算值及DVl/dts值, Rstope可用(132)式决定。
从（131）式，全部可变的现在都成为已知，除非对m,它是一预估数, 指示所希望的斜率补偿总量。m的典型值为0.5~1。这里0.5的最小斜率补偿总量对保障峰值CMC工作的稳定是必需的。随着m值会超过1，峰值CMC超前于电压型控制(VMC),好的开始点是0.75.
8.等效电路及材料表(BOM).
等效电路完整地由图29给出.组件值与计算值允许有一点不同,表3给出全部材料单,全部料号与图29对应。 9..
10.建议设计的改进点
一旦设计完成并经过测试,若干部分的改进必须给予注意。现有如下几项。元件参数设计，以图29中等效电路为准。注意如下：
10.1主功率MOSFETQ2没有在零点压之下开关，而且在Vgs和Vds之间有11ns的交叉。增加延迟时间，加一个外加电感串在变压器初级，再加一个可饱和的电抗器与变压器二次侧相串，这些办法都没有使开启状态更接近ZVS。这让我们相信，正激同步MOSFETQ3Q$的导通在ZVS将出现时，要一小段死区时间。在设置延迟时间时，谐振能量会通过变压器初级循环。如果二次侧也为一个短暂的ZVS区间储能。那末为了放掉谐振电容的能量，储存在谐振电感中的能量就必须损失掉，而这一点都没有去注意到。这看上去是自然顺序的有源箝位正激拓扑的自驱动同步整流。一种可能的设计会改善驱动同步整流，即是使用控制驱动法来取代变压器的自驱动方式。 10.2 Vout的软启动
输出电压在初始启动时会出现过冲，当功率开始从初级传到次极时，这里需要一个给变压器二次侧充电给光耦偏置以及令TL431反馈的短暂的周期。在此时间内，变换器输出开始上升，但由于TLV431仅能漏入电流。PWM还没从二次侧收到任何反馈信号，对于低输出电压的设计是个问题，因为变换器输出上升到调整点时反馈电路尚未正常工作，为防止这种过冲，它必须用在一次侧加软起动方式控制二次侧输出的上升速率。起动特性在反馈电路预偏置时可以改善，但这需要贡献一个二次侧电压，这又是需要由UCC2891预先调整的电压。TLV431是为反馈补偿的一个通用选择，但它对低压输出不是一个最好的选择，最叟的办法是采用具用电压基准的运算放大器，这种方法将胜过431。因为误差放大器现在可以源出电流以驱动光耦。为在起动期间改善二次侧的控制。这个方法的另一优点是其基准电压的上升速率是独立控制的，而不象431是与放大器合一的。 10.3功率级效率的改善：
使用OTS元件有着简化设计过程的优点。当然，当选择受限于OTS元件时，功率级的设计有时会不处在最佳状态，实际上在磁性元件区域，例如变压器可以降低开关频率到250KHz，仍有足够的空间，而不会饱合，对此实例，250KHz工作时，效率会更好一些，工作于250KHz的曲线示于图45，工作300KHz的曲线示于图46. 11.结论：
一步步的设计3.3V输出100W的有源箝位正激变换器（工作在峰值CMC方式）的步骤已展示出来。设计实例基于UCC2891型有源箝位PWM电流型控制器，当然功率级设计过程适用于各种低边箝位正激变换器。ZVS的概念已经在有源箝位正激拓朴中展现来来。主要元件损耗的细节对功率级也已说明，虽然最终的设计没有完全实现主功率MOSFET的ZVS。但转换效率在整个输入电压变化的范围内已大于90%。ZVS的设计解决及变换器的性能改善还在继续。