输出滤波器的传输函数Gf(s)减少第一个系统,它由(106)式给出.
如图20所示,系统的由控制到输出的增益由(108)式给出
从(103)式知道,光耦的直流增益,Gopto已计算出来为13db.当然,光耦还展示出单一极点1大约在1Khz，可以用(109)式综合表示出来.它表示了未补偿的反映,由于光耦一个小信号响应没有特别指明在数据表中.且随应用条件而变化.它在电路中用控制环模型测出是可行的.
对正激变换器工作于峰值CMC时,采用类型2补偿网络.见Gc(S)部分(图19).对CMC的有源箝位正激变换器.这个补偿等效电路可以用于整个复盖频率.它被设计在至少在Gcl(s)谐振频率1/10之前.此频率由(110)式给出.
从(111)式知道整个控制环的复盖频率f0选在7KHZ,对宽带宽的需要，光耦的单一极点限制了相位提升的总量.它由这个2型补偿网络可以提供出来.在这些例子中.一个附加的零点将不得不叉入环路,意指一个三补偿网络型式.频率响应对每个控制输出方块Gco(s)增益及相位都独立展示出并一起画在图(21)及图(22)中.
用图标出(109)及增加的结果到Gco(s),整个死循环未补偿的增益及相位现在已经知道.补偿网络组成了Gc(s),见图19,现在设计如下.从图23中,未补偿的整个增益大约为7.6db,在F0=7KHZ处.补偿需要设计有一个-7.6db增益.于交叉频率处.所需的绝对增益在F0处由(112)式给出.
如果RX任意选为17.4KΩ,那么RI可由(113)式计算出,实际的组件值用在最终设计中示于右面的每个结果.
反馈电阻RFB选择要提供所需的负增益(F0处)且由(114)式得出.
极点由RFB及Cp形成,用于补偿输出电容的Resr (OUT),它被放置在最高输出电容的Resr(out)处,此处为6mΩ,Cp然后可得出由(115)式.
由RFB及Cz形成的零点用于提供附加的F0处的相位提升,并补偿低频处极点,它由输出电容及负载电阻定出.CZ由(116)式给出.
最终补偿值在实际设计中测试结果显示与设计值相比仅轻轻的变化一点.结果示于图25中.
计算出的增益及相位补偿TLV431后的响应示于图26,在F0=7KHz,补偿有-7.6db的增益.图26还显示,点补偿指出开环TLV431的最大的增益带宽体积.(GBW),对这个设计,补偿网络处GBW限制之下,但它仍然还被注意到了.图26示出术信补偿在交叉频率处提升了大约90℃.
有了图25介绍的设计,计算整个死循环增益及相位响应示于图27,从图27的环路增益响应来看,7KHZ的交叉频率点音大约50db的低频增益可以实现.两个极点响应的有源箝位电路还可以在133KHZ周围见到.补偿部分有效的相信提升还可以在100HZ处见到.当然,由于光耦相位移动的影响补偿部分不能完全贡献出图26中的相移总量.结果是相移的急剧减少,并从此处移动了30℃.通常补偿将在相移大于40℃时重新见到它的影响.在这种情况下,实际相移测量在最终电路中提供的45°相移复盖了VIN及IOUT的整个范围.这说明光耦相移不会如开始假设的那样会紧靠复盖频率.
7.调节控制PWM IC UCC2891.
使用从功率级给出的设计信息.现在来设置控制IC.这通常是最后一步.它要在完成功率级的设计之后.下面的设计公式是逐步完成的.设计过程示于应用部分的参考图(1)和图(2).实际组件值用这些公式算出.结果如下:
7.1:第一步.振荡器.
振荡频率及最大占空比箝制由RON及ROFF根据(117)及(118)给定.
7.2第二步软起动:
软起动电容根据要求的起动时间用(119)式求出, 对本例软起动要求40ms,通常选。
7.3第三步VDD偏置源:
首先,为QMAIN及QAVX栅充电参数的高频滤波电容要算出假设CNF上的开关频率纹波要保持在100mv以下.其值可用
(120)式算出:
从(61)式QG(main)为35nc,而IRF6215,Qg也是35nc.
CBIAS取决于由tss及开启(13.5V)关断(8V)的PWM控制IC.电路监视(14PIN)电压，为UVLO。此外, PWM控制器的偏置电流及主辅MOS的RMS驱动电流已经知道,从UCC2891数据表,峰值驱动电流为2A。静态电流为IDD=3mA,因此, 起动时的功耗由(122)式给出。
对所希望的软起动时间40ms, 最小值CBIAS(123)式计算。
使用2个47uF并联电容给CBIAS,会在软起动时间及总电容之间能够做足够的衡量.
7.4.第四步,延迟时间调整.
电阻Rdelay,设置两栅驱动信号之间的开启延时, 延迟时间对每个开关传输都是理想的。在OUT(13PIN)关断及AVX(14PIN)开启之间就如AVX关断与OUT开启之间一样地好。 使用tdelay结果从(78)式其值由(124)式给出.:
一旦设计达到最佳化,记住这一点很重要,增加tdelay到100ns以上要允许更多的时间实现ZVS,但结果是少于可能的占空比.这会影响低线的调整率。
7.5第五步输入电压监视
线路欠压过压比较器反馈的电流总量由(125)式计算.
窗口电压Von到Voff见表1,用(126)式计算RIN1
低边电阻分压器,欠压部分很容易从(127)式标出.
7.6第二步电流检测滤波及斜率补偿.
UCC2891 PWM控制器使用内部斜率补偿等效电路,而外部用适当选择两个电阻RF和RSLOPE来作调整。电流检测滤波电阻RF, 选择基于选取低通波波器的角频，它由RF及CF组成.作为起始点。
通常的经验法则是选择角频10倍于开关频率, 还有CF将选得在47pf~270pf之间,通常推荐为100pf.RF可以由(128)式决定.