如果瞬态响应是一个设计考虑, 那么输出电容的选择就能从所要求的瞬态电压过冲值得出. V0S为过冲电压, 它在输出负载电流变化的范围内不得超出允差。用电感能量及电容能量的 交互可计算出，见(15)式:
对负载的变化从50%到满载,限制瞬态电压不超过输出电压的3%,则C0计算出为672uF,示于(16)式:
两个330uF/ 6.3V的POSCAP电容并联，再加一支10 uF瓷片电容就能很好地满足瞬态特性.小尺寸,低成本的要求。6TPD330MPOSCAP为三洋公司产品, ResR为10 mΩ,最大纹波电流为4.4ARMS.
从(15)式,注意C0正比于L0,它还取决于fsw及△IL0, 作为一点注意，:这是一个交互功率级，为此目的的一个理由，纹波的对削效应减小了△IL0，容许更高频率工作,它可减小L0一个更小值的L0,会导致更小的C0值, 还大大减小了L0,。C0的时间常数，功率级就会有更快的瞬态响应，为应用象中间总线变换器, 瞬态响应可以更少.。C0可选择得更少，只一个电容即可。
4.1.4同步整流:
选择合适的功率MOSFET作自偏置同步整流应用有很多考虑。在自偏置应用中,MOSFET的栅源电压理想状态系直接接在变压器二次绕组处。结果是栅压不是稳定的,它随输入电压,变压器的复位电压,变压器初次级匝数比变化.如果输入电压高过2:1,自偏置方式就不能选用。就要用控制驱动的解决方案。为此,一个好的着眼点,为通过计算确定变压器的变比,根据输入电压的范围,改变同步整流栅驱动电压可以计算出来，根据伏秒积平衡原理,在输出电感处可得到最小的二次电压VS(min)由(17)式给出:
由 QMAIN的上升,下降时间及延迟时间尚不知晓,最坏情况下，为总周期的3%,可起始设定用来解决问题见(18)式:
已知最小输入电压,作为(18)式结果,现在可以用计算初级到次级的变压器变比,由(19)式给定.
将匝比化成整数为6, 假设二次最低电压大于(18)式的结果, 正如上面提到的, 同步MOSFET的栅源电压是不稳定的, 所以下步要决定在整个输入电压范围内在匝比为6时每个MOSFET的栅压为多少.
QF的Vgs的变化正比于输入电压除以变压器匝比, 对于36V~72V, QF栅压的弯化为6V~12V,这对标准MOSFET足够用了, 对QR栅源电压希望由变压器的复位电压除以匝比,对有源箝位拓朴,复位电压因为不是线性的,在4.3节会进一步讨论, 对VIN36V~72V, QR的栅源电压在8V~5V之间.
选择合适的MOSFET, 还取决于已知的均方根电流及最大漏源电压, 从图5中等级电路, QF的Vgs与QR的VDS相同,而QR的Vgs与QF的VDS相同,因此,要对每个MOSFET的Vgs是多少要分别计算, VDS是已知的.
参照电感电流波形,见图6, QF及QR的峰值电流分别计算出:
QF必须经得起峰值电流,由(20)式定义的是均方根(RMS)电流,由(21)式定义,在功率传输阶段:
传统上,回流MOSFET QR在有源箝位的复位阶段必须能流过(22)式给出的最大RMS电流.
由于占空比接近0.5,最大RMS电流接近相等,所以可以选用同型号的MOSFET使用作为QF及QR,计算的参数列于表2中.
在有源箝位正激变换器在接近零电压时关断, 而在开启时, QF有开启损耗, 但QR系在ZVS下开启,由于很高的平均电流流过, MOSFET要有极低的导通电阻。当然, QF还有开关损耗.所以不能只顾低导通电阻, 还要考虑栅驱动电荷的大小。
HAT2165器件,RDS(ON)及Qg分别为2.5MΩ及8MΩ,Vgs为12V, 最大范围为HAT2165 VDS=30V, Vgs=±20V, ID=55A,器件为薄形LFPAK封装.为导热增强型的工业标准SO-8封装.结到环绕的热阻为60℃/W,当LFPAK安装在40mm*40mm 1 OZ 原的铜箔上时,环绕温度为40℃,最大允许结温为环绕温度的2.5倍,最大功耗由(23)式给出.
迅速计算出整个功耗,将用于决定要几个MOSFET并联,为了保持最大功耗，1.25W的能力不得超过。
4.1.4.1 QF功耗计算:
整流QF功耗计算的全部都是在最坏条件下, Vin最低执行.最大占零比,最大输出电流I0，对(26)式的开关损耗,上升时间Tr(QF)可由(24)式近似，假设变压器绕组及QF栅之间的串入电阻小于3Ω,最小VIN时Vgs为6V, 从制造商给的数据, 栅充电电荷Qg对HAT2165约80nc, 因为其ZVS关断,下降时间略去。
由于
QF同步整流关断时接近ZVS, 关断时有一些体二极管的导通损耗, 仅用于估计，最坏情况体二极管导通时间
50ns用于(27)计算为:
流过MOSFET信道的导通损耗由(28)式给出
此外还有一些小的附加损耗，如MOS栅的光放电等,但在自偏置时间步整流的多数损耗已标出,对用控制方式驱动同步整流，这些相同的损耗由驱动器件付出，会大一些的。例如:栅充电损耗因些会忽略不计.
最大功耗对QF HAT2165 LFPAK,估算如下:
2.54W的功耗,将导致192℃结温, 远远超出150°的极限,所以QF MOSFET需保持112°以下,(31)式给出.
为更高的设计安全, QF数应加多, 但因其仅超出一点.所以QF采用两支并联, 再有当两支MOS并联时, 整个导通电阻减少了。而所需栅驱动电荷增加了.因此,在某些情况下并联MOS的整个功耗可能会增加, 此时每个器件功耗减小, 一个更好的解决方法可以用重新计算(24)式到(30)式来核准并联的MOS数量。 4.1.4.2 QF功耗计算:
回流QR的全部计算也要在最坏情况下, 它为最高输入电压Vin，最小占空比D及最大负载电流Io的时候.由于QR同步整流在ZVS状态下开启,关断,可忽略开关损耗。无论怎样还有比QF情况更糟糕的体二极管导通损耗.若仅仅以估算损耗为目的，在最坏情况下体二极管导通时间为150ns,由(32)式估算出:
导通损耗由RMS电流流过MOS的信道电阻，由(33)式给出:
对单个QR，最大功耗估计, HAT2165LFRA MOS由(35)式估出:
QR并联数目需令其保持112℃以下结温,由(36)式限定:
在同步整流中，体二极管导通损耗是功耗的第二大来源；在自偏置驱动应用中,体二极管导通时间（QR）变化是很大的.
因此,需小心设计,采用三支MOS并联在QR,这就可以增加导通时间,或者略增加一点开关频率到300K HZ,结果都会增加QR的功耗.
4.2功率变压器的考虑
为简化分析PA0810 OTS平板变压器作为结构选择，它可以给出140W的功率，并且高度低于10mm。PA0810对模块电源应用是一个很好的选择，因其需要薄形的无源组件。PA0810使用两个初级绕组，每边6匝及两个单匝的二次绕组，由（19）式决定，匝比为6，保持初级为两个绕组，以并联方式工作，两个次级绕组也并联，这减少了直流电阻约50%，也就大大减少了导通损耗。
由于PA0810是平板变压器系列的一个部件，它的设计及结构对所有场合不都是最佳化的。许多应用都可从OTS变压器方案中选择，象如此小的尺寸、少的匝数，还包括了两边的隔离，有很高的效率。
在300KHz之下，变压器损耗主要是磁芯的，通过变压器磁芯的BH曲线变化磁密的浪涌出现这些损耗（磁滞），此外还有传导损耗，在均方根电流流过平板绕组时，磁密变化Δβ，由（37）式决定，与PA0810磁芯几何面积有关。
（38）式结果可加入（39）式中，可确定磁芯的损耗。
铜损是RMS电流流过初级绕组、次级绕组造成的，二次侧平均电流由先前的（21）式定义，初级的平均电流由（42）决定，它由磁化电流（40）和峰值电流（41）组成。
从制造商的数据表中，变压器初级及次级绕组（两并联）给出11.25mΩ和0.875mΩ，这些数据现在可用于已知变压器的RMS电流，来计算由（44）式给出的导通损耗
最大变压器损耗可由（45）式计算
Pr = Pcore+Pcu = 0.98W+0.69W=1.67W (45)
从制造商给出的温度曲线可以得出，变压器1.67W的损耗能造成40℃的温升。因此，预测变压器最大温度在80℃左右。由（46）式给出，
TT(pwr) = △TT(pwr) +TA = 40°C+ 40°C = 80°C (46)
4.3有源嵌位电路
从图5中，无论什幺时间，QAUX只要处在导通状态，嵌位电压与输入电压之差就加到变压器的磁化电感上，这是变压器重置时期。对于低边嵌位，QAUX必须是P-MOS器件，因为体二极的方向。更有价值的是QAUX 的体二极管仅流过变压器磁化电流，它有很小的平均值（相对折射的负载电流而言）。因此，选择一个低栅电荷MOSFET是最主要考虑的，低的RDS（ON） 仅是第二步考虑的。QAUX还必须能承受全部的嵌位电压（图8给出），在此应用中选择了IRF6216。
不计漏感的影响，对低边的传输功能嵌制可以直接由伏秒积平衡原理来求解：
D.Vin=(1-D)×VCL-(1-D) ×Vin (47)
简化（47）式，得出嵌位电压等式：
这是一个很有趣值得注意的，传输函数在（48）式中给出，与非隔离的BOOST转换，两者是相同的传输函数，这就是为什么低边嵌位可以参照BOOST型的嵌位。
(48)式的结果描述了输入电压和嵌位电压之间的传输函数。无论怎样，注意到在图1中，无论QAUX何时导通，嵌位电压总是直接加到QMAIN的漏源之间，而与变压器初级磁化电感无关。因此（48）式可以扩展并写成包含QMAIN源漏电压应力的等式：
在变压器重置时期，变压器初级的极性反转,此时，加到初级绕组的电压为：
Vreset=VCL-VIN (50)
如果从（48）式表示的VCL代入（50）式并化简，传输函数与输入电压和重置电压相关如下式：
进一步单端正激变换器的占空比D可定义成输出电压与输入电压之比再乘以变压器的变比。
将（52）式代入（49）和（51）式可简单地给出VCL及VRESET公式，由VIN、VOUT及N表示，见（53）及（54）式。
（53）式和（54）式的结果现在可用于图说明嵌位电压变压器重定电压随输入电压的变化关系（要固定输出电压及变压器的变比N）。对输出电压用4V（3.3V加一些压降），（53）的图标结果如图8所示，图8中还示出改变变压器变比对初级MOSFET的源漏电压应力的影响。
图8展示出QMAIN电压应力在最小输入电压（最大占空比D）的急剧的变化，基于此因，UCC2891如图10所示。提供一个精密嵌制最大占空比的能力。随之后果是一个具破坏性的电平会加到初级MOSFET或有一个规定最大MOSFET电压的比率。图9展示出典型正激变换器工作在整个工作电压范围内的状态。匝比为N=6，加到QMAIN的源漏的最大电压为110V，MOSFET电压在图8中由嵌位电容CCL给出嵌位电容必须选择合适，以承受整个嵌位电压加上任何附加的额定电压。选择了6的匝比后，变压器重定电压VRESET由（54）式给出，也能用随输入电压变化的曲线表示如图9。