采用25%的设计裕量，输入电容至少能掌控2.63A的RMS电容电流。
为初始选择输入电容，可假设改变纹波电压是电容主要功能。虽然在更高频率工作时Lesl和
Resc(in)可占统治地位超过Cin。所需的最小的输入电容受5%纹波电压的限定，由（83）式给出：
将（80）代入（83）花简，给出CIN表达式，各项都已知。设计式如（84）式在最小VIN,最大占空比D及最大Iout时要再加25%的余量。最小输入电容值由（85）算出为4uf。
由于输入纹波电压总量比电容中纹波电流要大，输入电容的Resr（IN）是很少关心的与输出电容相比。况且最小所需Resr(in)由（86）式给出：
对VIN为72V时，多层电容是最可能的选择，使用2个或更多个并联瓷介电容很容易满足Resr的要求。还要在两电容之间插入一个小电感，C4532X7R2A225为2.2u/100V多层瓷电容。300KHz时为2.5ARMS，Resr为4mΩ。三个并联时总的电容为6.6uf。
4.6电流检测
UCC2891/3有0.75V的电流检测阀值，而UCC2892/4有1.27V的电流检测阀值。整个电流型控制是调制QMAIN的导通时间。它由误差电压及输出电感电流定出。由于输出电流很大，电流检测在初级侧来做，RMS的负载电流由变压器变比给减小，初级边电流检测使用一个小的电流互感器，位于QMAIN的源极到地之间。为了高的效率整个损耗加在一起要给予考虑。
用电阻方式检测电流方式示于图15。从电流检测电阻上取样电压波形。
从（41）式，峰值初级电流在Io=30A时为6.45A，为设电流限制峰值初级电流等于6.78A。相对应ILim=32A，Rcs的值由（87）式给出。
使用（42）式的RMS电流为4.42A。最大功耗由（88）式给出：
电流检测电阻中2.5W功耗会影响整个效率达2%。最好的改进方法就是用电流互感器，示于图16。
考虑电流检测互感器Tcs，示于图16，电流流过Rcs系初级电流IprI，按互感器匝比减少，对于100：1的匝比，Ics在峰值电流限制下由（89）式决定：
从Ics（CL-PK）计算检测电阻，由（90）式给出：
使用初级RMS的4.42A[（42）式]，最大功耗在11Ω电流检测电阻上表示为（91）式：
对于Tcs，P8208，100：1电流检测变压器最大可流过10A峰值初级电流，并有最大高度为5mm的几何尺寸。最大功耗来自初级侧单匝电阻。对P8208直流电阻为6mΩ，二次侧100匝电阻为5.5Ω，其导通损耗为（92）式及（93）式：
肖特基整流加在检测电流回路中，再加上RMS电流流过二极管压降的损耗，假设VF=0.6V，功耗由（94）式给出：
最后一个组件考虑Rr，它用于电流互感器在QMAIN关断期间的复位。由于Rcs比RR要小好多，在二极管导通时，二次电流总是流到Rcs，当检测二极管不导通时，RR要保持互感器二次侧电流流过，令其复位。因此，复位的伏秒积由RR大小决定。RR要选择得令互感器重定时间比功率变压器TPWR复位时间要短。增大RR会减少复位时间，但会增加复位电压，导致附加的电压应力给电流检测二极管。对二极管的最小电压应力，RR求解式由（95）给出：
使用电流互感器的整个功耗由（97）式给出：
比较（98）式和（88）式，使用电流检测变压器（互感器）技术仅有175.9mw的功耗。比用电流检测电阻接在主功率MOSFET源极的2.5W低了很多。这对低输入电压大输入电流时状况总会是这样的状况，甚至对一些脱线的高输入电压应用时，也会有较小的损耗，只不过它的成本较高一些。
4.7功率级损耗总结:
满载时(100W)整个功率级功耗总结示于图17,估计总数为9.9W,估计满载效率为91%,图17中的估计没有计算输入及输出电容上的损耗,没有计算QAUX MOSFET 的损耗.但是这些都假设为最小的情况.
5.光耦合器电压反馈:
UCC2891. PWM控制器使用电流控制型(CMC)方式调制占零比电流检测互感器.正如以前讲过的放置在初级侧,当然,直流误差信号对电压环路须从二次侧反馈到初级侧.在紧靠边界处,可以采用磁组件或光耦反馈,由于输出电感已经提供给初级的自举供电偏置,再增加第二个耦合绕组给误差电压反馈信号是不太合适的.因此,为保持所有组件选择OTS,应该用一个光耦,安排如图18.
推荐在UCC2891 FB端可用电压范围为1.25V SFH690BT的电流传输比(CTR)在100~300%之间,如果光耦工作在CTR最小100%,则电容Iopto将采于(101)式结果. 由于TLV431可以漏入25mA 的阴极电流,所以对驱动光耦有足多的空间,为了减小光耦的直流增益, TLV431最大电流的20个百分点是允许的,光耦的偏置电阻由(102)式决定.Vopto的选择基于最小的变压器二次电压(6V)减去1.5V的顶部电压.为简化串联旁路的调整设计. 基于所选的电阻及最小CTR,光耦的最小增益由(103)式给出. 一旦电路建起并整个环路测试需要最佳化.因此光耦的增递是整个变换器增递的一部分.光耦的偏置电阻可以调节得使PWM的反馈电压最佳化. 6.反馈环路的补偿: 整个挡制环示于图19,环路由五个增益块组成,由K，,Gcl(s), Gf(s), Gc(s)及Gopto(s)组成.K表示初级侧增益,它由电流检测电路,斜波补偿及用于控制输入到PWM比较器的反馈电压组成。UCC2891包括斜波补偿电路.它在内部控制IC但在外部由一个从RSLOPE到地的电阻来调节. Gcl(s)是第二个为谐振影响.它由在变压器初级 磁化电感及箝位电容之间形成.Gf(s)是二次侧功率级移去输出电感的部分.由于输出电感电流是可控变量之一.会有两个结点影响正常工作.见电压型控制的变换器移去后的简化补偿,Gc(s)是二次侧补偿用一个TLV431设置的2型结构.由于它的低成本.TLV431是非常普遍选用的误差放大器.Gopto(s)是光耦的增益块.正如先前部分所描述的.变化的TLV431的阳极电压设置了光耦二极管的电流,光耦CTR的增益决定了初级侧的发射极电流. 变化的发射极电流去用来设定给UCC2891的反馈电压.在UCC2891内部,反馈电压缓冲分压按2/5,出现在PWM比较器的反相输入端. 从图19的控制等效电路,一个简化的增益框图由图20给出.除去Gc(s)之外,每个方框的组成组件都是已知的,现在可用来定义整个控制输出的传输Gco(S). 常数K由(104)式简单定义,位于电流检测端的附加电压.由于斜波补偿,可有小的影响给K,但列简化分析,将其舍去. 使用有源箝位工作在峰值CMC技术,有双极点的谐振影响.出现在变压器磁化电感和箝位电容之间.这可以影响控制环的设计.在一些实例中,会更细致地讨论.参见参考(9)和(10).