.在谐波和包络处的
值被设置为无限大,这说明
在这些频率处的基极阻抗仅由内部基极到射极阻抗组成.图4.13中显示出在集电极电流两个值处的IM3失真成分,它是基波
的函数. 图4.13中同样显示出IM3的不
对称性(例如,低边带和高边带之间的矢量误差)
在低注入的情况下,通过将
加
值增加到20 到30 ohms来提高IM3值.继续增
值,并不再减小IM3,因为输入非线性和输出非线性之间的不完整跟踪,将IM3
,情况有所
,在一些相关的低值处,仍
的优点是在最适宜的
限制在–57 dBc,如图4.13所示.在高注入的情况下不同:尽管在此情况下,线性并不十分依赖于高值的
可以达到线性的重大提升.与拐点电流IKF相比,较高的
处,线性得到较好提高.
当基波
的虚部开始从共轭匹配的情况下增加时,线性开始恶化,即使它可
能稍微地减小,IM3边带间的矢量差(例如不对称性)可能减小.图4.13中较低的曲线表明了低IM3音调和高IM3音调之间的不对称性.通过使输入匹配稍微是感应的,在IM3边带对称性上可以有多于10 dB的提高. [33]中也有相似的观察,其中研究了输入阻抗对相位失真的影响.对称性的提高对于包括线性在内的应用而言,是一个非常重大的提高.
图4.13 集电极电流IM3边带的幅度,它是基波输入阻抗的函数 由于大量的输出三阶失真是通过级联的二阶非线性产生的,所以对带外
的
仔细优化能提高线性.三阶项不会被滤波影响太多,这是因为它们的功率与基波信号交迭,但是二阶信号的功率位于基波较远的地方,且可以通过使用滤波来达到最佳可能的线性[27, 34-36]. 同样,例如增益和效率的基波匹配也有许多要求,因此基波阻抗的选择,不能只基于线性特性.然而,带外匹配仅对增益和效率产生次要的影响,因此,有时可主要依靠线性来调谐带外匹配.
现在,我们来研究二阶信号成分的作用.当
在包络被扫描时,基波周围的阻
and
)引
抗保持常量.在图4.14(a)中,较高的八段向量表示由输入非线性(
起的输出IM3产物,而低三段向量的前两个向量表明输出三阶IM3产物是由二阶输入输出非线性引起的.这两个中的第一个是通过基极的包络产生,另一个是通过二次谐波产生.低三段向量中的第三个表示跨导的立方非线性.有趣地注意到:由二次非线性引起的IM3向量部分,与由立方非线性引起的向量部分相反.这表明,非线性间的互相跟踪有两种方法:第一种是通过前面讲述的输入输出跟踪法,这种方法表明,基极
的失真电压波形抵消了由非线性跨导引起的失真;第二种方法是通过二阶和三阶非线性间的抵消.由于使用了大量的转移函数，后面的这种方法在本书中较难用等式来表示.然而,如果我们忽略Cpi,并根据(4.29)中的电路元件和系数写下三次谐波电流的表达式,可以清楚地看到,二阶和三阶系数的符号是相反的.
图4.14 (a)部分跟踪非线性的表示(b)向量结果. 两个输出IM3信号由于11部分组
成…..(e表示包络,h表示二次谐波)
图
4.14(b)描述了包络处四个阻抗值的IM3结果(由部分跟踪非线性引起).如
果阻抗幅度高,输出IM3信号将不被其相位所影响,但是如果阻抗幅度相对较小,至多比基频处的处的
高10,其相位将会起着重要的作用.为什么仅在
较小时,包络
对IM3有影响的原因十分简单:如果高,基极结点的总阻抗受晶体管
内阻抗的控制,但是当小时,它却影响整个结点阻抗.
的方法来减小总体失真.从上面可以看出,这并不
值,或者提高IM3边带间的平衡来减小总体
(ω2–ω1)又混合到不同边
在高IM3边带和
通常建议用最小化低频
常用;然而,可以用一个较小的假定失真.既然失真电流与
(ω2–ω1)相乘，而
带中,且它们的阻抗相位相反
低IM3边带间,当纠正相位错误时就会得到一个小的反应基带偏置阻抗. 4.4.2 详细的BJT分析
现在,我们使用完整的Volterra模型来研究单个失真结构的作用.在这种情况
下,模型的非线性系数是通过实际测量得到,其采用的步骤在第五章中将会有详细的解释.在本节中,我们研究CE BJT放大器线性上不同频率处的偏置点和优化终端阻抗的作用.
大家都知道,CE放大器的最佳阻抗随偏置情况而变化.如果我们用实验的方法来
检查所有可能的基波输入和负载阻抗在不同偏压点的结合,并且也考虑包络和谐波阻抗(对线性影响很大),那么,单个CE级的优化都会变成一项十分冗长的工作. Volterra模型(假设它足够精确) 通过在不同偏置情况下设计最佳输入和负载阻抗,被用来优化CE放大器的线性.
一个基于BFG11晶体管的放大器[32]被建造,并且在基频1.8 GHz处的输入阻抗被调谐成共轭匹配以用于最大功率转换.负载阻抗已确定,因此输出电抗的虚部和匹配网络在外部相互抵消, 且
的实部由期望的I-V特性所决定.可以通过降低
值来提升线性,这是因为集电极的电压摆动减少了,但不幸的是,同时效率也有所减小.所以在线性和效率之间,选择20 ohms作为
的平衡值.零频率附近的负载阻抗
很小,这样可以从电流源提供直流功率给集电极且损耗最小.放大器在二次谐波处的输入和负载阻抗分别是0.1+j76和31+j17,在包络频率为2MHz时, 输入和负载阻抗分别是13–j0.2 和0.2–j1.4.这些数据都是由实际的放大器测量得来.
首先扫描基极和集电极偏置电压,并且监测线性以便找出偏置的一些基本特性.
为了使仿真之间有可比性,输入电压摆动和负载阻抗仅被稍微调谐以保证在变化的偏置情况下,输出电压和电流摆动是常量.选择输出电压摆动为1.5 Vpp,这意味着在集电极电源附近的IM3值低于1V是不精确的.图4.15(a)描述了计算的IM3L曲线和测量的IM3L点,可以看出,它们相互之间有着很好的相关性.
在偏置电流为75 mA时,线性最大,当偏置电流减小时,线性开始恶化.当偏置电流降低到40 mA时,IM3边带增加约10 dB.集电极偏置电压同样也影响线性,因此在电压值为3.5V时,线性最大.图4.15(a)中没有显示出超过4V的集电极电压,因为高的集电极电压仅仅减小了效率并没有更远地提高线性.电流较低时,线性彻底不依赖于集电极电压,但在高电流值时,集电极电压却起着非常重要的作用.这是显而易见的,因为在低电流值时,由gpi, Cpi和gm引起的非线性比由
和 交叉项引起的非线性要
强.此外,在高电流值时,非gpi, Cpi和gm引起的非线性较弱,这是因为跨导的原因,例如,由于高注入作用产生的电流线性化.同时,既然值的情况下十分强大,对于总体失真来讲,
和其非线性在高集电极电流
起着更主要的作用.