图4.15 (a)计算的和测量的(网点)IM3L(b)测量的非对称IM3L-IM3H
IM3H边带的轮廓点图与IM3L的十分相似,如图4.15(a)所示.边带间的向量差
用dBc描绘出来,以便与基波信号作对比, 如图4.15(b)所示.需要重点强调,此图形不仅取决于偏置值和匹配阻抗,它也取决于调制频率.如果采用预失真的线性化方法,边带间的非对称性是一个重要的品质因数,如第三章所讨论.
在前面的例子中,选择基波输入和负载阻抗的值,用来达到需要的功率和有着合理效率的增益特性.然而,为了达到可能的最佳优化,必须对带外包络和谐波终端进行优化.通过调谐带外终端来提高线性的一个最常用的方法是,使得二次谐波处的负载阻抗最小化.既然部分的IM3成分是由二次谐波电压引起的,在此频率处的阻抗也影响IM3.而这些是否有助于线性的提高取决于非线性系数和其它的阻抗.为了检查二次谐波匹配的效果,在那点频率上的负载阻抗的实部被减小到6 ohms.比较的结果见图4.16,它指出了在所有偏置情况下从1 dB 到 5 dB的改进.这些计算指出,为了达到最佳性能,带外阻抗需要进行优化.这里仅证明了二次谐波负载阻抗的影响,但是其它的带外影响同样重要.经选择的最优带外终端阻抗可以将线性提高几分贝，而不减小基波的功率和效率性能.
如第三章所述,IM3
边带间的不对称性受包络阻抗的严重影响.在多载波发射
机中,信号的带宽可能很宽,例如,在直流和20 MHz间很难设计常量阻抗.输入和负载包络阻抗通常不是常量,由于IM3边带是这些阻抗的函数，它们随调制频率而变化,从而引起记忆效应.
通过扫描一个双音信号的音频间距(集电极电压是3V,基极偏置电压是740
mV),我们来研究记忆效应.用Volterra计算的IM3L的相位如图4.17所示,它是音
频间距的函数，并且符合三种不同类型的记忆效应:低频处的热记忆效应,共振型的记忆效应以及高频记忆效应,后两者皆由偏置电路引起.
在1 MHz处的谐振由一个谐振集电极阻抗引起.使用Gummel-Poon (GP)模型不能观察到谐波平衡仿真,因为其过分简单的输出阻抗掩饰了集电极谐振的效果.在高调制频率处的平滑相位偏移是由包络频率处的输入阻抗引起的,仍然是使用GP模型进行模拟.由于动态的自我加热效应在基本的GP模型中不被执行,就不能预测由热效应引起的低频记忆效应.
Volterra模拟适合所测量的结果,如图4.17所示,第六章会有更详细的说明.因此, Volterra模型似乎是一个更好的工具，用来确认功率放大器的记忆效应.
图4.16 在二次谐波不同负载阻抗处计算的IM3L(细线是35欧,粗线是6欧)
接下来,我们研究IM3相图的微细结构.此信息可以用来进行设计优化,此处所
画的IM3是作为十个组成项的矢量和,以便用来研究为什么IM3L的相位取决于调制频率.我们选择三个频率点来画矢量图,分别是100 kHz, 1 MHz,和1.1 MHz,并研究1 MHz处的谐振和热记忆效应.
图4.17 总IM3L计算的,模拟的,测量的相位,相位是音频间距的函数 我们首先来看看,在音频间距为1.1 MHz的谐振上发生了什么.在图4.18(a)描
述了IM3L相量,它是实轴虚轴上一系列相量的和,从图中项端的中心开始.此相量由49个纯电气项组成,前面的7个由立方非线性引起,后面的42个由级联的二阶非线性通过包络和二次谐波频率引起.电热项几乎是零,因为1.1 MHz的差频频率已经位于热滤波器的衰减带中.
前面的7个点(1-7)是立方失真机制,其中
(6)最大.接下来的21个点
(8-28)是由包络频率得到的向上转换的IM3成分,最后的21个点(29-49)是由二次谐波得到的向下转换的IM3成分.这是由于一对对之间部分地进行相互抵消:三阶非线性
和
部分的抵消,同样的,
(29,其中二
(37,由混合在
(45,二次谐波由混合在
次谐波由返回到输入进行再混合的gm产生)和
中的gm产生二次谐波),或者
中的gm产生)和生)
(48,二次谐波由被放大并混合在中的Cpi产